两电平电压源逆变器空间矢量调制方案

周乐明 学号：S11092064 电气2班

摘要

提出了三相两电平逆变器的空间矢量调制方法，详细讨论了两 电平逆变器的工作原理及空间矢量调制的基本原理，并给出一个具体的仿真实例，通过仿真 ，可以得出实际运行中的电压、电流的波形，而且在文中给出了实例的电路原理图，使得对 于空间矢量调制的原理得以更加清楚的认识。

1. 两电平电压源逆变器空间矢量调制

1.1 结构试图

三相电压型逆变器电路原理图如图2.1所示。定义开关量a，b，c和a'，b'，c'表示6个功率开关管的开关状态。当a，b或c为1时，逆变桥的上桥臂开关管开通，其下桥臂开关管关断(即a'，b'或c'为0)；反之，当a，b或c为0时，上桥臂开关管关断而下桥臂开关管开通(即a'，b'或c'为1)。由于同一桥臂上下开关管不能同时导通，则上述的逆变器三路逆变桥的组态一共有8种。对于不同的开关状态组合(abc)，可以得到8个基本电压空间矢量。各矢量为：

Uout22jj2Udc(abe3ce3) (2-1)

3则相电压Van、Vbn、Vcn，线电压Vab、Vbc、Vca以及Uout(abc)的值如下表2-1所示（其中Udc为直流母线电压）。

aUdcＡbcＺＢＣＮa'b'c'

图2.1 三相电压型逆变器原理图

表2-1 开关组态与电压的关系 a 0 1 b 0 0 c 0 0 Van 0 2Udc/3 Vbn 0 -Udc/3 Vcn 0 -Udc/3 Vab 0 Udc Vbc 0 0 Vca 0 -Udc Uout 0 2Udc 30 1 0 -Udc/3 2Udc/3 -Udc/3 -Udc Udc 0 2j2Udce3 31 1 0 Udc/3 Udc/3 -2Udc/3 0 Udc -Udc j2Udce3 34j2Udce3 35j2Udce3 30 0 1 -Udc/3 -Udc/3 2Udc/3 0 -Udc Udc 1 0 1 Udc/3 -2Udc/3 Udc/3 Udc -Udc 0 0 1 1 1 1 1 -2Udc/3 0 Udc/3 0 Udc/3 0 -Udc 0 0 0 Udc 0 2Udcej 30 可以看出，在8种组合电压空间矢量中，有2个零电压空间矢量，6个非零电压空间矢量。将8种组合的基本空间电压矢量映射至图2.11所示的复平面，即可以得到如图2.13所示的电压空间矢量图。它们将复平面分成了6个区，称之为扇区。

U120(010)ⅡU60(110)Ⅲ5U180(011)U1111U000Ⅰ3U0(100)4ⅣU240(001)26U300(101)ⅥⅤ图2.2 电压空间矢量与对应的（abc）示意图

1.2 SVPWM算法实现

SVPWM的理论基础是平均值等效原理，即在一个开关周期TPWM内通过对基本电压矢量加以组合，使其平均值与给定电压矢量相等。本文采用电压矢量合成法实现SVPWM。如上图2.2所示，在某个时刻，电压空间矢量Uout旋转到某个区域中，可由组成这个区域的两个相邻的非零矢量(UK和UK+1)和零矢量(U0)在时间上的不同组合来得到。先作用的UK称为主矢量，后作用的UK+1称为辅矢量，作用的时间分别为TK和TK+1，U000作用时间为To。以扇区I为例，空间矢量合成示意图如图2.3所示。根据平衡等效原则可以得到下式：

TPWMUoutTU10T2U60T0(U000或U111) (2-2)

T1T2T0TPWM (2-3)

T1UUo1TPWM (2-4) TU2U260TPWM式中，T1，T2，T0分别为U0，U60和零矢量U000和U111的作用时间，θ为合成矢量与主矢量的夹角。

U60TsT2uU2Uout/3uU1T1U0图2.3电压空间矢量合成示意图

要合成所需的电压空间矢量，需要计算T1，T2，T0，由图2.14可以得到：

Uoutsin2/3U1sin(/3)U2sin (2-5)

将式(2-29)及∣U0∣＝∣U60∣＝2Udc/3和∣Uout∣=Um代入式(2-30)中，可以得到：

UmT3Tsin()1PWMU3dcUm (2-6) T3TPWMsin2UdcUToTPWM(13mcos())Udc6取SVPWM调制深度M3Um/Udc，在SVPWM调制中，要使得合成矢量在线性区域内调制，则要满足UoutUm2Udc/3，即Mmax2/31.15471。由此可知，在SVPWM调制中，调制深度最大值可以达到1.1547，比SPWM调制最高所能达到的调制

深度1高出0.1547，这使其直流母线电压利用率更高，也是SVPWM控制算法的一个主要优点。

(1) 判断电压空间矢量Uout所在的扇区

判断电压空间矢量Uout所在扇区的目的是确定本开关周期所使用的基本电压空间矢量。用Uα和Uβ表示参考电压矢量Uout在α、β轴上的分量，定义Uref1，Uref2，Uref3三个变量，令：

Uref1uUref23uu (2-7) Uref33uu再定义三个变量A，B，C通过分析可以得出：

若Uref1>0，则A=1，否则A=0； 若Uref2>0，则B=1，否则B=0； 若Uref3>0，则C=1，否则C=0。 令N=4*C+2*B+A，则可以得到N与扇区的关系，通过下表2-2得出Uout所在的扇区(如图2.2)。

表2-2 N与扇区的对应关系

Table2-2 The corresponding relationship between N and sector N 扇区 3 Ⅰ 1 Ⅱ 5 Ⅲ 4 Ⅳ 6 Ⅴ 2 Ⅵ (2) 确定各扇区相邻两非零矢量和零矢量作用时间

由图2.14可以得出：

T1T2uUUcos060TTPWM3PWM (2-8) Tu2Usin60T3PWM则上式可以得出：

3TPWMT(3uu)12Udc (2-9) T3TPWMu2Udc同理，以此类推可以得出其它扇区各矢量的作用时间，可以令：

XYZ3TPWMuUdc3TPWM3(uu) (2-10) Udc23TPWM3(uu)Udc2可以得到各个扇区T1、T2、T0作用的时间如下表2-3所示。 表2-3 各扇区T1、T2、T0作用时间

Table2-3 The effect time of T1、T2、T0 every sector N 1 2 3 4 5 6 T1 T2 T0 Z Y Y -X -Z X -X Z X -Y -Y -Z TPWM＝Ts-T1-T2 如果当T1+T2>TPWM，必须进行过调制处理，则令:

T1T1TTTPWM12 (2-11) TT2T2PWMT1T2(3) 确定各扇区矢量切换点

定义：

Ta(TPWMT1T2)/4 (2-12) TbTaT1/2TTT/2b2c三相电压开关时间切换点Tcmp1、Tcmp2、Tcmp3与各扇区的关系如下表2-4所示。 表2-4 各扇区时间切换点Tcmp1、Tcmp2、Tcmp3

Table2-4 The switching time of Tcmp1、Tcmp2、Tcmp3 every sector N Tcmp1 Tcmp2 Tcmp3 1 Tb Ta Tc 2 Ta Tc Tb 3 Ta Tb Tc 4 Tc Tb Ta 5 Tc Ta Tb 6 Tb Tc Ta 为了限制开关频率，减少开关损耗，必须合理选择零矢量000和零矢量111，使变流器开关状态每次只变化一次。假设零矢量000和零矢量111在一个开关周期中作用时间相同，生成的是对称PWM波形，再把每个基本空间电压矢量作用时间一分为二。例如图1-4所示的扇区I，逆变器开关状态编码序列为000，100，110，111，110，100，000，将三角波周期TPWM作为定时周期，与切换点Tcmp1、Tcmp2、Tcmp3比较，从而调制出SVPWM波，其输出波形如图2.15所示。同理，可以得到其它扇区的波形图。

PWMAPWMＣT0/4T1/2T2/2T0/4T0/4T2/2T1/2T0/4tU000U000U0U60U111U111U60U0(000)(100)(110)(111)(111)(110)(100)(000)TaTbTc图2.4 扇区I内三相PWM调制方式

PWMＢ

1.3参数计算

基准相电压VBVR4160/32401.7VV 3基准电流IBSR106/3/(4160/3)138.8A 3VBVB4160/3/(240/3)17.3V/A IB基准阻抗ZB又功率因素为0.95，有 设基准电阻为X，基准电抗为Y

xY2则有 17.30.90.31XXY2220.95

因此线路总漏电感

其中Vdcma*3*Vref=5883V

2.simulink仿真得到的波形

其中a）为VAB的波形，b）为iA的波形，c）为VAB的THD，d)为iA的THD

a)

b)

c)

d)

图A ma=0.4 f=30HZ

a)

b)

c)

d)

图B ma=0.4 f=60HZ

a)

b)

c)

d)

图C ma=0.8，f=60HZ

a)

b)

c)

d)

图 D ma=0.8，f=30HZ

3.结论

1. VAB的波形并非半波对称，它包含有奇次谐波和偶次谐波。 2. 由于负载电感的滤波效果，iA的THD远小于VAB的THD，这是由于收到了负载电感滤波的影响。

3. 电压和电流的谐波以边带形式出现，采样频率及倍频为中心分布在两边。

4. 几波电压与调制因素成正比 5. VAB的THD睡着ma的增加而减小。

6.每半个基波周期中的脉冲个数Np对THD的影响不大

附图二：两电平电压源逆变器空间矢量调制图

图3.1 整体模型

图3.2 SVPWM仿真模型图

图3.3中间变量XYZ

图3.4 t1、t2时间的计算

图3.5计算切换时间tcm1 tcm2 tcm3

图3.6导通时刻模块

图3.7三相到两相静止变换

图3.8 扇区选择模块